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0017268

Be good, do right.
粹然 @ 2008-08-08 08:08

Hi, everyone!

Be good, do right!



 
粹然 @ 2008-07-29 09:24

我国开放的2.4GHz频段和国外一致,为2.4-2.4835GHz,而5GHz频段则不同,为5.725-5.850GHz,

  关于频段和发射功率的限制,可以看中国无线电管理委员会的主页:http://www.srrc.gov.cn

  关于5GHz频段:http://www.srrc.gov.cn/fg29.htm

  关于2.4GHz频段:http://www.srrc.gov.cn/fg38.htm




 
粹然 @ 2008-07-01 14:54

尽量将每次校准的state存入VNA,名字最好为校准状态,例如频率范围,输入激励功率等。如果有新的测试项目,但是它的测试条件和已有状态相似,且load state后,检查校准状态良好,就可用使用以前的校准状态,而不需要重新校准。将校准state保存并调用的好处在于:Calibration Kit也是有使用寿命的,校准件多次和校准电缆接触,可能污染校准件,使得校准件特性发生改变,影响下一次校准。
VNA的校准是精确测量前必要的准备。
以单端口DUT测量为例,测试模型参考one port error model,由于VNA的输出和DUT的待测输入一般都存在中间过渡件/连接件,使得理想网络分析仪的测试平面和DUT的待测平面间出现了一个误差网络。对于单端口误差模型,有三个误差项。校准的原理就是建立这三个不相关的方程。通过在测试面加入三个已知特性的校准件,例如开路件,反射系数理论上为1,短路件,反射系数理论上为-1,负载件反射系数理论上为0。通过VNA测量这三个校准件,得到实际测量结果。也就得到包含三个误差模型的线性方程,通过求解就能得到三个误差项。在后续的测量中,在直接获得的测试结果中,先通过数学运算,消除三个误差项带来的影响,显示给用户的就是校准后DUT的特性。
当然两端口误差模型更加复杂,正向具有6个误差项,反向也有6个误差项,总共有12个误差项需要求解。一般网络分析仪提供的二端口矢量校准方法为SOLT(同轴校准)。通过单端口的分析,校准件的本质是建立误差模型方程,选择不同已知反射系数的就得到了很多不同的校准方法,例如LRM,LRRM,TRL(在片校准)等等。当然校准的本质也是去嵌入(De-embedding)的过程,去嵌入的本质得到误差网络的S参数,通过转换到T参数,运用级联运算进行消除。去嵌入还能够消除非传输线网络的S参数,应用也比校准广泛。
 
实际校准的方法:
VNA的User Guider上都有仪器校准的方法,但要注意:
0.预热1~2小时;并确保已存的校准状态已关闭
1.设定测试参数
选择测试频率范围:频率范围要稍微大于测试指标规定的范围;选择VNA Port激励功率,对于无源器件,可以选择稍微大的激励功率,例如0dBm,但是对于测试Amplifier等小信号器件,一般激励信号要小于器件的1dB压缩点,对于Power Amplifier等大功率器件,需要减小VNA的输入信号功率,同时要在PA的输出和VNA的输入间加入衰减器。但是过分减小VNA的输入信号功率,可能会使得S11和S22测量误差增大。如果对于多端口VNA,还需要选择测试port2。通过仪器校准的Guide完成校准。每个公司都有不同的规格的校准件,在校准之前要选择好,因为厂家提供的校准件,开路短路负载等也不是理想的反射系数分别为1,-1和0。VNA中会定义校准件,将校准件的特性预先存入VNA,以便校准时求解误差方程。因此,如果校准件选择不当,校准的意义也就没有了。
在校准过程中,显示format对于校准是没有影响的,可用选择显示S11或者S21,显示可用为VSWR或者Smith Chart。以SOLT为例,首先进行单端口校准,分别将开路短路负载加至VNA的port1和port2,按照仪器指示进行完成校准,再连接Thru件,完成直通校准。
3.SAVE & 校准结果检查
开路校准特性的检查:校准完成后,将开路件取下,显示S11和S22的Smith Chart,良好的校准使得测试显示曲线在整个测量频率范围内都在Smith Chart的开路点
短路校准特性的检查:…
负载校准特性的检查:校准完成后,将测试端口连接负载件,测试S11和S22的Smith Chart,良好的校准使得测试曲线在整个测量频率范围内都在Smith Chart的中心点
直通检查:校准完成后,将两端口连接Thru件,测试S12或者S21的dB曲线,良好的校准使得测试曲线在整个频率范围内平坦,且都在0dB。(以上过于理想化,更确切的见《微波射频测量技术基础》P117)


 
粹然 @ 2008-07-01 13:03

HDIHigh Density Interconnection的缩写,即高密度互连,业界一般对HDI PCB的限定条件为:最小的线宽/间距在4mil/4mil及以下、最小的导通孔孔径在6mil及以下、含有盲/埋孔。



 
粹然 @ 2008-06-25 11:02

    电磁辐射场区一般分为远区场和近区场。以辐射源为中心,在十个波长范围内的区域,通常称为近区场,也可称为感应场。半径为十个波长之外的空间范围称为远区场,也可称为辐射场。近区场通常具有如下特点:1、近区场内,电场强度E与磁场强度H的大小没有确定的比例关系。即:E1377H。一般情况下,电压高电流小的场源(如发射天线、馈线等),电场要比磁场强得多,对于电压低电流大的场源(如某些感应加热设备),磁场要比电场大得多。2、近区场的电磁场强度比远区场大得多。3、近区场内的电磁场强度随距离的变化比较快,在此空间内的不均匀度较大。远区场的主要特点是:1、所有的能量基本上均以电磁波形式辐射传播,这种场辐射强度的衰减要比近区场慢得多。2、电场强度E与磁场强度H有如下关系:E=377H,电场与磁场的运行方向互相垂直,并都垂直于电磁波的传播方向。3、远区场为弱场,其电磁场强度较小。
  
在近区场电场强度E和磁场强度H不是成固定比例关系,也就无法只通过测试电场强度E或磁场强度H来换算出功率密度S(w/m2),需分别测出测试点处的EH值,再通过S=E*H计算出功率密度。我站目前的做法是使用EMR-300辐射测试仪,选用8型探头(为电场探头,频率为100KHz-3GHz)测试电场值,再用10型探头(为磁场探头,频率为27MHz-1GHz)测试磁场值。这里还要注意的是,因为电场和磁场并不是在同一时间测得,简单将电场和磁场最大值相乘是不科学的。我们是取电场最大值和磁场5次测量的平均值相乘计算功率密度。在远场区就较为简单只需测出电场或磁场中任意一个值就可以通过公式算出功率密度值。

漳州无线电管理局




 
粹然 @ 2008-06-05 17:08

频率范围是指无线解码器在规定的失真度和额定输出功率条件下的工作频带宽度,即无线解码器的最低工作频率至最高工作频率之间的范围,单位Hz(赫兹)。
频率稳定度标识了无线解码器工作频率的稳定程度,单位为ppm。通常无线解码器的频率稳定度应在:±1.5ppm左右。
信道间隔信道指发射接收时占用的频率值。相邻信道之间的频率差值称为信道间隔。规定的信道间隔有25KHz(宽带、20KHz、12.5KHz(窄带)等。)
 
调制技术
虽然基带数字信号可以在传输距离相对较近的情况下直接传送,但如果要远距离传输时,特别是在无线或光纤信道上传输时,则必须经过调制将信号频谱搬移到高频处才能在信道中传输。为了使数字信号在有限带宽的高频信道中传输,必须对数字信号进行载波调制。如同传输模拟信号时一样,传输数字信号时也有三种基本的调制方式:幅移键控(ASK)、频移键控(FSK)和相移键控(PSK)。它们分别对应于用载波(正弦波)的幅度、频率和相位来传递数字基带信号,可以看成是模拟线性调制和角度调制的特殊情况。
理论上,数字调制与模拟调制在本质上没有什么不同,它们都是属正弦波调制。但是,数字调制是调制信号为数字型的正弦波调制,而模拟调制则是调制信号为连续型的正弦波调制。
在数字通信的三种调制方式(ASK、FSK、PSK)中,就频带利用率和抗噪声性能(或功率利用率)两个方面来看,一般而言,都是PSK系统最佳。所以PSK在中、高速数据传输中得到了广泛的应用。
 
1、ASK--又称幅移键控法。载波幅度是随着调制信号而变化的。其最简单的形式是,载波在二进制调制信号控制下通断,这种方式还可称作通-断键控或开关键控(OOK) 。
        1)调制方法:用相乘器实现调制器。
        2)调制类型:2ASK,MASK。
        3)解调方法:相干法,非相干法。
MASK,又称多进制数字调制法。在二进制数字调制中每个符号只能表示0和1(+1或-1)。但在许多实际的数字传输系统中却往往采用多进制的数字调制方式。与二进制数字调制系统相比,多进制数字调制系统具有如下两个特点:第一:在相同的信道码源调制中,每个符号可以携带log2M比特信息,因此,当信道频带受限时可以使信息传输率增加,提高了频带利用率。但由此付出的代价是增加信号功率和实现上的复杂性。第二,在相同的信息速率下,由于多进制方式的信道传输速率可以比二进制的低,因而多进制信号码源的持续时间要比二进制的宽。加宽码元宽度,就会增加信号码元的能量,也能减小由于信道特性引起的码间干扰的影响等。
二进制2ASK与四进制MASK调制性能的比较:
在相同的输出功率和信道噪声条件下,MASK的解调性能随信噪比恶化的速度比OOK要迅速得多。这说明MASK应用对SNR的要求比普通OOK要高。在相同的信道传输速率下M电平调制与二电平调制具有相同的信号带宽。即在符号速率相同的情况下,二者具有相同的功率谱。
虽然,多电平MASK调制方式是一种高效率的传输方式,但由于它的抗噪声能力较差,尤其是抗衰落的能力不强,因而它一般只适宜在恒参信道下采用。
 
2、PSK--又称相移键控法,根据数字基带信号的两个电平使载波相位在两个不同的数值之间切换的一种相位调制方法。 
产生PSK信号的两种方法:
1)、调相法:将基带数字信号(双极性)与载波信号直接相乘的方法:
2)、选择法:用数字基带信号去对相位相差180度的两个载波进行选择。
两个载波相位通常相差180度,此时称为反向键控(PSK)。
S PSK =AS DIG (T)COS(W 0 T+O 0 ) 式中:S DIG (T)=1或-1
       a.解调方法:只能采用相干解调。
       b.类型:二进制相移键控(2PSK),多进制相移键控(MPSK)。
 
3、FSK--又称频移键控法。FSK是信息传输中使用得较早的一种调制方式,它的主要优点是: 实现起来较容易,抗噪声与抗衰减的性能较好。在中低速数据传输中得到了广泛的应用。所谓FSK就是用数字信号去调制载波的频率。
       1)调制方法:2FSK可看作是两个不同载波频率的ASK以调信号之和。
       2)解调方法:相干法和非相干法。
       3)类型:二进制移频键控(2FSK),多进制移频键控(MFSK)。
    在上述三种基本的调制方法之外,随着大容量和远距离数字通信技术的发展,出现了一些新的问题,主要是信道的带宽限制和非线性对传输信号的影响。传统的数字调制方式已不能满足应用的需求,需要采用新的数字调制方式以减小信道对所传信号的影响,以便在有限的带宽资源条件下获得更高的传输速率。多进制调制,是提高频谱利用率的有效方法,恒包络技术能适应信道的非线性,并且保持较小的频谱占用率。
从传统数字调制技术扩展的技术有最小移频键控(MSK)、高斯滤波最小移频键控(GMSK)、正交幅度调制(QAM)、正交频分复用调制(OFDM)等等。
 
4、QAM--又称正交幅度调制法。在二进制ASK系统中,其频带利用率是1bit/s·Hz,若利用正交载波调制技术传输ASK信号,可使频带利用率提高一倍。如果再把多进制与其它技术结合起来,还可进一步提高频带利用率。能够完成这种任务的技术称为正交幅度调制(QAM)。它是利用正交载波对两路信号分别进行双边带抑制载波调幅形成的。通常有二进制 QAM,四进制QAM(16QAM),八进制QAM(64QAM),……等。
 
5、MSK--又称最小移频键控法。当信道中存在非线性的问题和带宽限制时,幅度变化的数字信号通过信道会使己滤除的带外频率分量恢复,发生频谱扩展现象,同时还要满足频率资源限制的要求。因此,对己调信号有两点要求,一是要求包络恒定;二是具有最小功率谱占用率。因此,现代数字调制技术的发展方向是最小功率谱占有率的恒包络数字调制技术。现代数字调制技术的关键在于相位变化的连续性,从而减少频率占用。近年来新发展起来的技术主要分两大类:一是连续相位调制技术(CPFSK),在码元转换期间无相位突变,如MSK,GMSK等;二是相关相移键控技术(COR-PSK),利用部分响应技术,对传输数据先进行相位编码,再进行调相(或调频)。 MSK(最小频移键控)是移频键控FSK的一种改进形式。在FSK方式中,每一码元的频率不变或者跳变一个固定值,而两个相邻的频率跳变码元信号,其相位通常是不连续的。所谓MSK方式,就是FSK信号的相位始终保持连续变化的一种特殊方式。可以看成是调制指数为0.5的一种CPFSK信号。
实现MSK调制的过程为:先将输入的基带信号进行差分编码,然后将其分成I、Q两路,并互相交错一个码元宽度,再用加权函数cos(πt/2Tb)和sin(πt/2Tb)分别对I、Q两路数据加权,最后将两路数据分别用正交载波调制。MSK使用相干载波最佳接收机解调。
 
6、GMSK--又称高斯滤波最小移频键控法。是使用高斯滤波器的连续相位移频键控,它具有比等效的未经滤波的连续相位移频键控信号更窄的频谱。在GSM系统中,为了满足移动通信对邻信道干扰的严格要求,采用高斯滤波最小移频键调制方式(GMSK),该调制方式的调制速率为270833Kbit/sec,每个时分多址TDMA帧占用一个时隙来发送脉冲簇,其脉冲簇的速率为33.86Kbs。它使调制后的频谱主瓣窄、旁瓣衰落快,从而满足GSM系统要求,节省频率资源。
GSM使用一种称作0.3GMSK(高斯最小频移键控)的数字调制方式。0.3表示高斯滤波器带宽与比特率之比。
GMSK是一种特殊的数字FM调制方式。给RF载波频率加上或者减去67.708KHz表示1和0。使用两个频率表示1和0的调制技术记作FSK(频移键控)。在GSM中,数据速率选为270.833kbit/sec,正好是RF频率偏移的4倍,这样作可以把调制频谱降到最低并提高信道效率。比特率正好是频率偏移4倍的FSK调制称作MSK(最小频移键控)。在GSM中,使用高斯预调制滤波器进一步减小调制频谱。它可以降低频率转换速度,否则快速的频率转换将导致向相邻信道辐射能量。
    0.3GMSK不是相位调制(也就是说不是像QPSK那样由绝对相位状态携带信息)。它是由频率的偏移,或者说是相位的变化携带信息。GMSK可以通过I/Q图表示。如果没有高斯滤波器,当传送一连串恒定的1时,MSK信号将保持在高于载波中心频率67.708KHz的状态。如果将载波中心频率作为固定相位基准,67.708KHz的信号将导致相位的稳步增加。相位将以每秒67,708次的速率进行360度旋转。在一个比特周期内(1/270.833KHz),相位将在I/Q图中移动四分之一圆周、即90度的位置。数据1可以看作相位增加90度。两个1使相位增加180度,三个1是270度,依此类推。数据0表示在相反方向上相同的相位变化。
    实际的相位轨迹是被严格地控制的。GSM无线系统需要使用数字滤波器和I/Q或数字FM调制器精确地生成正确的相位轨迹。GSM规范允许实际轨迹与理想轨迹之间存在均方根(rms)值不超过5度、峰值不超过20度的偏差。
sb



 
泰然 @ 2008-04-23 08:36

上下拉电阻:
1、当TTL电路驱动COMS电路时,如果TTL电路输出的高电平低于COMS电路的最低高电平(一般为3.5V),这时就需要在TTL的输出端接上拉电阻,以提高输出高电平的值。
2、OC门电路必须加上拉电阻,以提高输出的搞电平值。
3、为加大输出引脚的驱动能力,有的单片机管脚上也常使用上拉电阻。
4、在CMOS芯片上,为了防止静电造成损坏,不用的管脚不能悬空,一般接上拉电阻产生降低输入阻抗,提供泄荷通路。
5、芯片的管脚加上拉电阻来提高输出电平,从而提高芯片输入信号的噪声容限增强抗干扰能力。
6、提高总线的抗电磁干扰能力。管脚悬空就比较容易接受外界的电磁干扰。
7、长线传输中电阻不匹配容易引起反射波干扰,加上下拉电阻是电阻匹配,有效的抑制反射波干扰。

上拉电阻:
就是从电源高电平引出的电阻接到输出
1,如果电平用OC(集电极开路,TTL)或OD(漏极开路,COMS)输出,那么不用上拉电阻是不能工作的,这个很容易理解,管子没有电源就不能输出高电平了。
2,如果输出电流比较大,输出的电平就会降低(电路中已经有了一个上拉电阻,但是电阻太大,压降太高),就可以用上拉电阻提供电流分量,把电平“拉高”。(就是并一个电阻在IC内部的上拉电阻上,让它的压降小一点)。当然管子按需要该工作在线性范围的上拉电阻不能太小。当然也会用这个方式来实现门电路电平的匹配。
需要注意的是,上拉电阻太大会引起输出电平的延迟。(RC延时)
一般CMOS门电路输出不能给它悬空,都是接上拉电阻设定成高电平。
下拉电阻:和上拉电阻的原理差不多,只是拉到GND去而已。那样电平就会被拉低。下拉电阻一般用于设定低电平或者是阻抗匹配(抗回波干扰)。

上拉电阻阻值的选择原则包括:
1、从节约功耗及芯片的灌电流能力考虑应当足够大;电阻大,电流小。
2、从确保足够的驱动电流考虑应当足够小;电阻小,电流大。
3、对于高速电路,过大的上拉电阻可能边沿变平缓。综合考虑
以上三点,通常在1k10k之间选取。对下拉电阻也有类似道理



 
粹然 @ 2008-03-28 09:23

天线增益
采用相对比较并取对数的简化法来表示,具体计算方法为:在某一方向向某一位置产生相同辐射场强的时,对无损耗理想基准天线的输入功率与待考量天线的输入功率的比值取对数后乘以10 (G=10lg(基准Pin/考量Pin)),即称为该天线在该点方向的增益。常用衡量天线增益的单位是dBi和dBd (0dBd=2.15dBi),而我们常说的的dB就是dBi。。
常见天线的增益:鞭状天线6-9dBi,GSM基站用八木天线15-17dBi,抛物面定向天线则很容易做到24dBi。
方向性函数 方向图 方向性系数
离开天线一定距离某处,描述天线辐射的电磁场强度在空间的相对分布情况的数学表示式,称为天线的方向性函数。把方向性函数用图表示出来,就是方向图。虽然现在利用计算机可以绘制复杂天线的三维立体方向图,但通常常用的仍然是所谓“主平面”上的方向图。
方向图还包括多个波瓣。分别称为主瓣,复瓣,后瓣。
1.主瓣宽度:主瓣最大辐射方向的两个半功率点(功率下降为最大值的一半或者场强下降为最大值的0.707倍)与中心的夹角
2.副瓣电平:副瓣最大辐射方向上的功率密度与主瓣最大辐射方向上的功率密度之比的对数(副瓣电平通常指离主瓣最近的且电平最高的第一副瓣)
3.前后抑制比:后瓣最大辐射方向上的功率密度与主瓣最大辐射方向上的功率密度之比的对数称为前后抑制比
方向性系数
为了定量描述天线方向性的强弱,或者比较不同天线的方向性,定义天线在最大辐射方
向上远区某一点的功率密度与辐射功率相同的理想无方向性点天线在同一点的功率密度之比称之为天线的方向性系数表示为D。
辐射效率 辐射效率与增益的关系
天线的辐射效率表征天线能否有效的转换能量,定义为天线的辐射功率与输入到该天线
上的功率之比。
射天线的功率损耗通常为天线导体的热损耗,介质材料损耗,天线附近物体附近的感应损耗。
增益系数用输入功率计算,而方向性系数用辐射功率计算。所以增益系数等于方向性系数乘以辐射效率。
输入阻抗 极化
所谓天线输入阻抗,是指天线输入端的高频电压与输入端的高频电流之比(此电压与电
流皆为矢量)。
天线极化分为线极化、圆极化、椭圆极化。线极化又分为水平极化和垂直极化;圆极化分为左旋圆极化和右旋圆极化。
天线频带宽度
无论是发射天线还是接收天线,它们总是要在一定的频率范围(频带宽度)内工作的。
天线的带宽通常由驻波比指定,移动通信一般定义天线在驻波比SWR ≤ 1.5 条件下的工作频带宽度;在要求比较高时,则指定为驻波比SWR ≤ 1.2 条件下的工作频带宽度。在一定的频率范围(频带宽度)内工作时,天线所有电指标是有变化的,只不过发生的变化是容许的,通信系统能够正常进行工作。
驻波比 回波损耗 反射系数 行波系数
驻波比:它是行波系数的倒数,其值在1到无穷大之间。在移动通信系统中,一般要求
驻波比小于1.5,但实际应用中VSWR应小于1.2。
回波损耗:它是反射系数绝对值的倒数,以分贝值表示。0表示全反射,无穷大表示完全匹配。
在入射波和反射波相位相同的地方,电压振幅相加为最大电压振幅Vmax ,形成波腹;而在入射波和反射波相位相反的地方电压振幅相减为最小电压振幅Vmin ,形成波节。其它各点的振幅值则介于波腹与波节之间。这种合成波称为行驻波。
反射波电压和入射波电压幅度之比叫作反射系数。
波腹电压与波节电压幅度之比称为驻波系数,也叫电压驻波比,记为 VSWR 。
平衡与不平衡
信号源或负载或传输线,根据它们对地的关系,都可以分成平衡和不平衡两类。若信
号源两端与地之间的电压大小相等、极性相反,就称为平衡信号源,否则称为不平衡信号源;若负载两端与地之间的电压大小相等、极性相反,就称为平衡负载,否则称为不平衡负载;若传输线两导体与地之间阻抗相同,则称为平衡传输线,否则为不平衡传输线。在不平衡信号源与不平衡负载之间应当用同轴电缆连接,在平衡信号源与平衡负载之间应当用平行双线传输线连接,这样才能有效地传输信号功率,否则它们的平衡性或不平衡性将遭到破坏而不能正常工作。如果要用不平衡传输线与平衡负载相连接,通常的办法是在粮者之间加装“平衡-不平衡”的转换装置,一般称为平衡变换器。